Автономный инвертор напряжения на транзисторах

5.5.1. Принципы построения и управления

Для управления трёхфазными машинами переменного тока используется схема АИН, содержащая шесть транзисторных ключей ТК1 – ТК6 (рис. 95).

Статорные обмотки машины при питании от такого инвертора включаются либо по схеме «звезда», либо по схеме «треугольник». В обоих случаях переключение транзисторных ключей любой фазы инвертора (например, ТК1, ТК4) вызывает изменение напряжения на всех обмотках двигателя.

Известно большое число различных спосо­бов управления силовыми ключами инвертора.Для оценки различных схем и способов управления инвертором целесо­образно разделить их на ряд групп, положив в основу деления структуру силовой цепи инвертора и регулируемые параметры ре­зультирующего пространственного вектора напряжения и тока на выходе инвертора (рис. 102). В зависимости от структуры силовой цепи все инверторы подразделяются на два класса

I– инверторы с постоянной структурой силовой цепи и II -с переменной структурой силовой цепи.

В схемах первого класса управляющие сигналы подаются всегда на три силовых ключа, что обуславливает неизменность структуры силовой цепи. В схемах второго класса число ключей, на которые подаются управляющие сигналы, может быть меньше трёх.

Простейшим способом управления транзисторными ключами ТК1—ТК6 инвертора, обеспечивающим неизменность структуры силовой цепи, является способ α=180° (рис. 96).

Здесь в течение 1/6 периода выходного напряжения (в течение периода повторяемости Т_пвт) включены три транзисторных ключа. Последовательность управления ключами следующая: 123, 234, 345,456, 561, 612.

Простейшими способами управления транзисторными ключами, при которых изменяется структура силовой цепи инвертора, являют­ся способы с α=120° и α=150°. Последовательность управления транзисторными ключами при α=120° следующая: 12, 23, 34, 45, 56, 61. При α=150° транзисторные ключи переключаются в такой последовательности: 12, 123, 23, 234, 34, 345, 45, 456, 56, 561, 61, 612. Общим недостатком этих способов является необходимость применения управляемого выпрямителя для изменения напряжения на выходе инвертора.

Рассмотрение сложных способов управления удобно осуще­ствить, пользуясь понятием результирующего (пространственного) вектора. Пространственные векторы напряжения на выходе инвертора определяются уравнениями

=·(и_А+·и_В +·и_С); =·(i_A +·i_B +· i_С)

 

где =e^j2π/3 , = e ^-j2π/3 .

При управлении с α=180° и соединении обмоток звездой вектор напряжения равен

 

,

 

где l - номер интервала (целые числа 1, 2, 3, …);

U_n - напряжение питания инвертора.

Из этого уравнения видно, что пространственный вектор статорного напряжения постоянен на интервале и скачкообразно изменяет фазу при переключении с интервала на интервал. При управлении с α = 180° на периоде выходного напряжения АИН укладываются шесть периодов переключений, каждому из которых соответ­ствует определённое сочетание включённых полупроводниковых приборов инвертора и положение пространственного вектора . На рисунке 97 представлены изображающие векторы и для общего случая индуктивно-активной нагрузки. Номера в квадрат­ных скобках соответствуют тем транзисторным ключам, на которые поданы отпирающие сигналы. При этом каждому сочетанию соот­ветствуют определённые положения вектора , помеченные циф­рами 1-6.

Годограф вектора тока i_S при этом представляет собой кривую а-б-в-г-д-е. В круглых скобках помечены транзисторные ключи инвертора, которые проводят ток. Так, при включении ТК6, ТК1, ТК2 вектор , займёт положение 1, а вектор начнет перемещать­ся из положения а в положение б. До пересечения годографа векто­ра с прямой, отстающей от вектора на π/6, т. е. до точки а1, ток проводят ключи ТК6, ТК1 и обратный диод D2. В момент, соответствующий точке а1, ток в фазе С изменяет направление, диод D2 запирается, и проводящими становятся ключи ТК6, ТК1, ТК2. Длительность от­меченных двух состояний силовой цепи инвертора зависит от по­стоянной времени нагрузки τ_н=L_H/r_H , при увеличении которой увеличивается длительность состояния (6, 1, D2). При определён­ном значении τ_н на этом интервале ТК2 не включается.

Для классификации схем используют сле­дующие величины:

¾ модуль результирующего вектора

¾ средний модуль результирующего вектора

где - относительная длительность состояния, при котором обмотки присоединены к источнику;

- относительная длительность состояния, при кото­рой обмотки закорочены через анодные или катодные ключи;

- период напряжения несущий частоты на выходе инвертора. В частном случае, при регулировании на основной частоте период равен периоду повторяемости

 

 

 

¾ фаза результирующего вектора

¾ средняя фаза результирующего вектора .

Изменение средней фазы результирующего вектора достигается за счёт многократных переключений двух ключей одной фазы, на­пример ТКЗ, ТК6, в течение периода повторяемости Т_пвт. При этом вектор напряжения перемещается между двумя соседними фиксированными положениями, отстоящими друг от друга на π/3. Путём его многократных перемещений из одного положения в дру­гое и обратно может быть получено любое промежуточное положение за счёт изменения времени нахождения вектора в одном и в другом поло­жении. Фазовый сдвиг между промежуточным и исходным положе­нием вектора представляет собой среднюю фазу.

С точки зрения поведения вектора все спо­собы управления инвертором можно разделить на четыре группы (см. рис.102):

1 - регулирование модуля вектора; к этой группе относятся АИН с регулированием напряжения на входе и тремя рассмотренными способами управления (α = 120°, 150°, 180°);

2 – регулирование среднего модуля вектора; к этой группе относятся схемы с широтно-импульсным регулирова­нием выходного напряжения на основной и несущей частоте;

3 - регулирование модуля и средней фазы вектора; к этой группе относятся схемы с регулированием напряже­ния на входе инвертора и специальным управлением, улучшающим гармонический состав выходного напряжения;

4 - регулирование среднего модуля и средней фазы вектора; это схемы с широтно-импульсной модуляцией по синусоидальному, треугольному и другим законам, позволяющим улучшить гармонический состав выходного напряже­ния.

К типу I-1 относятся инверторы АИН с α = 180° с регулированием напря­жения на входе.

К типу II-1 относятся инверторы с а = 120°, 150° и регулировани­ем напряжения на входе. При этих способах управления в схеме выходного каскада образуются ветви, замыкающиеся только через диоды обратного моста. Структура выходной цепи такого инвертора будет зависеть от направления тока в этих ветвях.

Ко второй группе II – 2 (регулирование среднего модуля) с ШИР на основной и несущей частоте. Рассмотрим наиболее простой способ управления при ШИР на основной частоте. Эпюры напряжений на входе клю­чей ТК1-ТК6, напряжения на выходе АИН представлены на рисунке 98.

В течение каждого периода повторяемости Т_ПВТ для подключе­ния нагрузки к источнику питания отпираются три ключа (например, ТК1, ТК2, ТКЗ); для отключения нагрузки от источника один из них запирается. Причём запирается тот ключ, который позволяет отключить всю группу анодных или катодных силовых ключей. Так, для отключения нагрузки при отпертых клю­чах TK2, TK3, ТК4 - ключ ТК3 и т.д. Такой способ управления называется алгоритмом одиночного переключения (АОП).

Широтно-импульсное регулирование напряжения на выходе АИН на основной частоте и АОП осуществляется изменением от­носительной продолжительности включения нагрузки в цепь источ­ника питания. Имеется и другая возможность ШИР на основной частоте, когда в паузе между импульсами запираются два силовых ключа одной группы (алгоритм группового переключения АГП). Здесь при отпертых ТК1, ТК2, ТК3 для создания паузы в напряже­нии на нагрузке запираются ТК1 и ТКЗ.

При АГП создаётся пауза в на­пряжении на нагрузке, если к моменту запирания двух ключей одной группы, ток изменит знак. Это имеет место при малых постоянных времени нагрузки τ_Н. Если значение τ_Н велико и к рассматриваемому моменту ток знака не изменит, то паузу в выходном напряжении не сформировать.

При переходе АД в генераторный режим с рекуперацией энергии в источник питания, ни АГП, ни АОП не формируют паузу в выходном напряжении.

Рассмотренные способы управления инвертором не позволяют реа­лизовать постоянную структуру силовой цепи инвертора и относятся к типу II - 2 классификационной таблицы (рис.102).

Если реализовать постоянную структуру в инверторе, то отмечен­ные особенности исключаются. Для этого необходимы дополнитель­ные переключения ключей в каждой фазной группе. Пример такого управления для АОП представлен на рисунке 98 штри­ховыми линиями. Здесь при запирании ключа ТК2, отпирается ключ ТК5, при запирании ключа ТК3, отпирается ключ ТК6 и т. д.

При ШИР на основной частоте гармонический состав выходного напряжения и тока резко ухудшается в области малых напряжений и частот. Для исключения этого нежелательного явления, использу­ется широтно-импульсное регулирование на несущей частоте. В этом случае в течение периода частоты повторяемости Т_ПВТ несколько раз с периодом Т_о происходит включение и отключение одного из силовых ключей (рис.99, верх).

При этом обмотки двигателя оказываются подключёнными к источнику питания на интервале γТ₀, а на интервале (1-γ)Т₀ они отключены и закорочены. На рисунке 99 представлен случай, когда Т_ПВТ = 2Т_0. Гармонический состав выходного напряжения при ШИР на несущей частоте, улучшается с увеличением кратности .

Однако большие значения К трудно реализовать.

Улучшение гармонического состава выходного напряжения осу­ществляется при переходе к широтно-импульсной модуляции.

Рассмотрим типичный для ШИМ способ управления АИН. Сущ­ность этого способа поясняется рисунком 99, низ, где показаны законы уп­равления ключами и выходное напряжение на фазе «А».

В интервале от 0 до 2π/3 на управляющий вход транзисторного ключа TKI подастся постоянный отпирающий сигнал, а в интервале от 2π/3 до π — широтно-модулированный сигнал — 4 импульса, длительность которых линейно убывает. Аналогичные сигналы, но с соответствующим фазовым сдвигом, подаются на входы остальных ключей. При данном способе управления, сигна­лы подаются поочерёдно то на два, то на три транзисторных клю­ча. Такой алгоритм управления несет в себе возможность изменения структуры силовой цепи, т.е. относится к типу II – 3.

При запирании ключа ТК1, изображающий вектор переходит из положения 2 в положение 3 (рис.97). В течение импульса 1 ТК1 отперт, поэтому t₁ = Т_о и из формулы φ_ср имеем φ_ср = 0.

Три четверти периода импульса 2 ключ ТК1 отперт, а чет­верть периода он заперт. Поэтому здесь ,.

Длительность импульса 3 будет, а четвёртого . При этом средняя фаза вектора напряжения прини­мает последовательно значения 0; 14°; 30°; 46°.

Таким образом, изображающий вектор , перемещаясь между положениями 2 и 3 (рис.97), занимает некоторые промежуточные положения, отличающиеся друг от друга средней фазой. Чем боль­ше этих промежуточных положений, тем ближе к синусоиде напря­жение на выходе инвертора.

Для того чтобы построить схемы инверторов с неизменной структурой, относящиеся к группе I-3 необходимо пос­ле запирания очередного ключа, отпирать другой ключ той же фазной группы инвертора. Так, при запирании ключа ТК1, следует отпереть ключ ТК4.

 

 

В последнее время повсеместно стали использоваться алгоритмы с синусоидальной ШИМ. Методы широтно-импульсной модуляции напряжения на выходе автономного инвертора реализуются в разомкнутых и замкнутых системах. Разомкнутый способ реализации ШИМ в одной фазе иллюстрирует рисунок 100.

Генератор пилообразного напряжения (ГПН) генерирует напряжение пилообразной формы высокой частоты. Это напряжение сравнивается с синусоидальным напряжением, частота и величина которого задаётся входным сигналом. Основная гармоника выходного напряжения повторяет входной сигнал. Изменение его частоты приводит к изменению частоты выходного напряжения. Изменение амплитуды входного сигнала при данной частоте будет приводить к изменению соотношения длительностей положительных и отрицательных импульсов напряжения на выходе, т.е. к изменению амплитуды его основной гармоники. При данном способе модуляции инвертор представляет собой регулируемый источник напряжения.

При построении замкнутого электропривода переменного тока часто используется замкнутый способ реализации ШИМ (рис.101). За счет отрицательной об­ратной связи по току и релейного элемента (РЭ) ток в нагрузке пульсирует около заданного значения. Амплитуда и частота пуль­саций определяется параметрами R, L активно-индуктивной на­грузки и шириной петли гистерезиса релейного элемента. Часто такой способ ШИМ называют «токовым коридором». При реали­зации «токового коридора» инвертор представляет собой источник тока, а управление электрической машиной в этом случае отно­сится к частотно-токовому.

Устройства управления инвертором должны реализовать спо­соб, который обеспечил бы удовлетворение двух основных требо­ваний, предъявляемых к системе преобразователь - машина пе­ременного тока:

¾ минимальные потери в двигателе и минимальные пульсации момента, обусловленных воздействием полей первой и высших гар­моник;

¾ минимальные потери в элементах преобразователя.

Эти требования противоречивы. Так как для улучшения работы двигателя следует повышать несущую частоту, а для уменьшения потерь в преобразователе ее следует уменьшать. Кроме того, двух­сторонняя энергетическая связь требует добавочных переключе­ний в преобразователе. Компромисс в удовлетворении отмечен­ных требований находится на основании анализа электромагнит­ных процессов.

 

5.5.2. Гармонический состав выходного напряжения инвертора.

Гармонический состав напряжения на выходе АИН определяет в значительной степени энергетические характеристики полупровод­никового электропривода.

При управлении АИН по закону α=180° отношение амплитуд гармонических составляющих фазного напряжения к амплитуде первой гармоники имеет вид:

 

,

где - амплитуда ν – ой гармоники;

ν = 6n ± 1;

n = 0, 1, 2, 3, …

Из этого уравнения следует, что гармонический состав постоянен, отсутствуют все чётные гармоники и гармоники кратные трём. В выходном напряжении наиболее сильно выражены пятая и седьмая гармоники.

При ШИР на основной частоте повторения (рис. 98) отношение амплитуд имеет вид:

.

 

В процессе регулирования при уменьшении выходные напряжения гармоник 5, 7, 11, 13 приближаются к основной; что искажает форму напряжения и тока и приводит к увеличению потерь от высших гармоник.

Некоторое улучшение гармонического состава достигается за счёт ШИР на несущий частоте (рис. 99). Отношение амплитуд имеет вид: ; f₀ – частота включения и отключения одного из ключей в течении периода повторяемости Т_ПВТ (f).

Из этого выражения следует, что для монотонного уменьшения v-гармоники необходимо соблюдение условия

 

 

Структура силовой цепи	Регулируемые параметры результирующего вектора
	Модуль	Средний модуль	Модуль и средняя фаза	Средний модуль и средняя фаза
Постоянная I	Регулирование напряжения в зоне постоянного тока при α=180°	Широтно-импульсное регулирование (ШИР) с тремя силовыми ключами, открытыми в течение импульса и паузы	Регулирование напряжения в звене постоянного тока при ШИМ	Широтно-импульсная модуляция (ШИМ)
Переменная II	То же при α=120°, 150°	То же *	То же *	То же *

 

* - с одним (FJG) или с двумя (АГП) силовыми ключами, закрытыми в течение паузы.

- АОП – алгоритм одиночного переключения.

- АГП – алгоритм группового переключения.

 

Рисунок 102 - Способы управления трёхфазными автономными инверторами напряжения.

 

 

При к = 1 ни для одной из высших гармоник это условие не выполняется. При к = 2 оно выполняется только для пятой гармоники. При к = 3 — для пятой и седьмой гармоник и т.д.

В случае широтно-импульсной модуляции на гармонический состав выходного напряжения слабо сказывается закон модуляции. Гораздо сильнее сказывается отношение несущей частоты f₀ к выходной частоте f ин­вертора f₀ / f_.

 

5.5.3. Побочные эффекты при работе ПЧ

Неуправляемый входной выпрямитель ПЧ потребляет из сети несинусоидальный ток, содержащий высшие гармоники. В ПЧ с трёхфазной сетью они состоят главным образом из 5, 7, 11 и 13 гармоник. Эти токи:

а) вызывают искажение напряжения источника питания, что влияет на других потребителей в этой сети;

б) могут вызывать колебания в цепях компенсации коэффициента мощности при некоторых критических условиях, которые могут привести к перенапряжениям.

Следующий побочный эффект происходит в результате очень быстрого переключения транзисторов инвертора для широтно-импульсной модуляции выходного напряжения. Быстрое переключение транзисторов вызывает:

¾ широкополосный спектр сигналов помех, которые воздействуют на окружающую среду через кабели двигателя (проблема электромагнитной совместимости),

¾ очень характерный модулированный шум в пакете сердечника статора двигателя. Непрерывные изменения индукции, вызванные интегралами напряжения ШИМ, приводят к незначительным изменениям длины листов сердечника (магнитострикция), которые и являются причиной этих шумов.

Акустические эффекты могут быть уменьшены видоизменением импульсов ШИМ, например, обеспечивая, чтобы частота ШИМ не синхронизировалась с выходной частотой.

Операция быстрого переключения транзисторов инвертора вызывает блуждающие волны в подводящих проводах двигателя. Критическое сочетание времени включения транзистора и длительности отражения подводящих про­водов двигателя может вызвать амплитуды перенапряжений в конце проводов до удвоенного напряжения звена постоянного тока. Выходные фильтры могут быть использованы в качестве корректирующей меры для упомянутых выше побочных эффектов.

Сетевые дроссели согласуются с расчетным входным током ПЧ. Основное назначение сетевых дросселей заключается в уменьшении больших бросков тока и, таким образом, гармоник сетевого тока. Сетевые дроссели должны быть предусмотрены для каждого индивидуального ПЧ так, чтобы ПЧ были взаимно развязаны. Сетевые дроссели улучшают защиту ПЧ от перенапряжений.

Снижение уровня индустриальных радиопомех. Основным источником индустриальных радиопомех при работе преобразователя частоты являются переключающиеся с высокой скоростью IGBT транзисторы. Генерируемые ими помехи характеризуются высоким уровнем и широким спектром частот. Помехи поступают в источник первичного энергоснабжения и, выделяясь на его сопротивлении, создают напряжения помех для остальных приемников энергии. Для ограничения их используют П – образные LC – фильтры высоких частот. В качестве их элементов используют пленочные керамические конденсаторы и одновитковые и многовитковые дроссели с магнитопроводами из никель-цинковых ферритов.

Проблема «длинного кабеля» в электроприводах с IGBT-инверторами, соединяющего обмотки двигателя с выходом АИН. Выходное напряжение U₁ АИН с ШИМ представляет собой высокочастотную последовательность прямоугольных импульсов различной полярности и длительности с одинаковой амплитудой U_d - величины постоянного напряжения на входе АИН.

Крутизна фронта t_f импульсов напряжения определяется скоростью переключения силовых ключей АИН и при использовании различных полупроводни­ковых приборов составляет:

одно - операционные тиристоры SCR - 4 ... 10 мкс,

запираемые тиристоры GTO - 2...4 мкс,

силовые биполярные тиристоры GTR - 0,5...2 мкс,

транзисторы IGBT- 0,05... 0,1 мкс.

Прохождение импульсного сигнала с крутым фронтом вызывает волновые процессы в кабеле, приводящие к появлению перенапряжений на зажимах двигателя.

В этом случае кабель следует рассматривать как однородную длинную линию с распределенными параметрами. Можно принять, что волновое сопротивление z_o= 100... 200 Ом для всех применяемых в электроприводах монтажных проводов и кабелей.

Входное сопротивление Z₁ кабеля представлено выходным сопротивлением полупроводниковых вентилей и внутренним сопротивлением конденсаторов малоиндуктивного входного фильтра и является относительно малой величиной, которой также можно пренебречь: Z₁ << Z₀.

Выходным сопротивлением Z₂ кабеля является относительно большое для высокочастотного сигнала входное сопротивление АД, определяемое индуктив­ностью рассеяния L его обмоток и эквивалентной частотой ω_f фронта импульса напряжения:

 

Z₂ =ω_fL; ω_f = 2π / t_f

 

Для АД мощностью от 10 до 400 кВт : Z₂ ≈ 30 – 800 кОм, поэтому Z₂>> Z_0.

При прохождении крутого фронта импульса напряжения входная часть кабеля со стороны АИН работает в режиме КЗ, выходная часть кабеля на зажимах АД - в режиме холостого хода.

В такой линии скорость V_f распространения фронта импульса примерно равна половине скорости света в вакууме V_f = 142 · 10⁶ м/с.

Этой скорости соответствует длина волны .

Время T_f прохождения фронта импульса от выхода АИН к зажимам АД определяется длиной l кабеля .

Если это время больше или равно времени фронта t_f, то в конце кабеля из-за его несогласованности с нагрузкой (Z₂ ≥ Z₀) возникает отраженная волна напряжения, которая суммируется с падающей (прямой) волной напряжения U₁ образуя стоячие волны. В результате на зажимах АД образуется напряжение ,где п₂ – коэффициент отражения.

Максимальное значение n₂ = 1 и напряжение на зажимах АД удваивается.

Таким образом, от длины волны λ зависит критическая длина l_K кабеля. Кабель, длина которого соизмерима с длиной волны, считается «длинным кабелем».

Критической считается длина кабеля, равная половине длины волны l_Kр = λ/2, при которой к обмоткам АД прикладываются импульсы напряжения, по величине близкие к двойному напряжению U_d.

Известны два эффективных способа ограничения волновых перенапряжений на зажимах АД:

1) установка последовательного силового LC-фильтра на выходе АИН для уменьшения крутизны фронта импульсов его выходного напряжения;

2) установка параллельного RC-фильтра (слаботочного) непосредственно у зажимов АД для согласования волнового сопротивления кабеля.