Основы пРОЕКТИРОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ преобразователей напряжения

Электрические схемы двухтактных полумостовых преобразователей напряжения

В настоящее время при мощности менее 300 Вт наибольшее распро-странение получили импульсные источники питания (ИИП), выполненные по схеме однотактного обратноходового преобразователя (ООП). Объясняется это, видимо, их технологичностью для серийного производства – минималь-ным числом намоточых элементов, силовых компонентов и разнообразием микросхем для управления такими источниками. Именно им посвящено много работ, опубликованных в различных изданиях, в частности в журна-лах «Схемотехника», «Радио», «Современная электроника» и других. Но за внешней простотой схемы стоит относительно высокая стоимость высоко-вольтных ключевых элементов, а также сложность в расчете, в первую очередь трансформатора, а также демпфирующих элементов. Эти недостатки могут стать существенным препятствием при разработке источника в единичном экземпляре. Но импульсный источник может быть выполнен и по другой схеме, например, по схеме полумостового преобразователя. Такой источник имеет большее число элементов, в том числе и намоточных, что делает его менее технологичным в производстве, но у него есть и свои преимущества.

Во-первых, транзисторы должны быть рассчитаны на амплитудное напряжение сети, а не на удвоенное напряжение для схемы с ООП. Номенклатура таких транзисторов шире и стоить они мо­гут даже меньше, чем один на удвоенное напряжение.

6.1. Методика расчета сетевого ИВЭП на ИС КР1033ЕУ15А
(с примером)

Сетевой источник вторичного электропитанитания (ИВЭП) выполнен на основе однотактного обртноходового преобразователя (ООП) напряжения с использованием ШИМ-контроллера КР1033ЕУ15А (DA1), который включен по стандартной схеме рис. 221[1-2,11,14,21,26-28, 32].

Рис. 221

Обычно в качестве исходных данных используют:

· входное переменное напряжение сети U_сeти = 220 В;

· частота тока сети 50 Гц; пределы отклонении напряжения сети 174...265 В;

· выходное постоянное напряжение - 12 В,

· максимальный ток нагрузки - 3 А.

Остальные данные, в том числе по ИС КР1033ЕУ15А, приводятся по ходу расчета ООП, трансформатор которого работает в режиме прерывистого потока.

1. Определяем минимальное и максимальное значения выпрямленного сетевого напряжения U_вх:

U_{вx max} = U_{сeти max} = ^.265 = 375 В;

U_{вх min}= U_{ceти min} - 2U_д - U_~= ^.174 - 2^.1 - 40 = 204 В,

где U_д = 1 В – ориентировочное значение прямого падения напряжения на одном диоде входного выпрямителя (VD1-VD4);

U_~ = 40 В - размах пульсаций на конденсаторе С5 (выбирают из интервала 20...50 В).

2. Выбираем выпрямительные [84, П2] диоды (VD1-VD4). Максимальное обратное напряжение на диодах сетевого выпрямителя равно максимальному выпрямленному напряжению:

U_обр= U_{вx max} = 375 В.

Средний ток диода:

I_д.ср = U_н^.I_н / (2U_{вх min}η) = 12^.3/ (2^.204^.0,8) = 0,11 Α,

где η = 0,8 – задаемся ориентировочным значением КПД преобразователя в целом (для современных преобразователей он составляет 0,75...0,9).

Диоды выбираем так, чтобы их максимальные ток и напряжение превышали расчетные в 2...10 раз. В нашем случае подходят диоды КД243Е с максимальным прямым током 1 А и обратным напряжением 800

3. Рассчитываем емкость конденсатора С5 входного фильтра:

C5 = 0,5U_Н^.I_H/(η^.U_сети^._min f_ceти^.m^.U_~) = 0,5^.12^.3/(0,8^.174^.50^.2^.40) = 32 мкФ,

где f_ceти - частота сетевого напряжения (50 Гц);

m - число полупериодов выпрямленного напряжения за период сетевого напряжения (для однофазного мостового выпрямителя m = 2).

С учетом разброса емкости в 20 % выбираем конденсатор К50-71 - 47 мкФ на напряжение 450 В[90-92].

4. Определяем максимальный коэффициент заполнения γ_max (отношение длительности импульса к периоду):

γ_max = U_доп /(U_доп + U_{вх min}-U_си) = 75/(75+204 -5) = 0,27 ,

где U_доп = 75 В - значение, на которое увеличивается напряжение на транзисторе в закрытом состоянии относительно напряжения питания при передаче энергии в нагрузку (выбирают в пределах 50...150 В); U_си - падение напряжения на электродах сток-исток транзистора (для предварительных расчетов принимают равным 5 В).

5. Рассчитываем трансформатор ТV1.

5.1. Максимальный ток обмотки 1-2

I_1и = 2,1^.I_н^.U_н/(U_вхmin^. γ_mах^. η) = 2,1^.3^.12/(204^.0,27^.0,8) = 1,69 А.

5.2. Действующее значение тока первичной обмотки 1-2

I₁ = I_1и = 1,69 = 0,51 A.

5.3. Коэффициент трансформации

n = W₂/W₁= (U_H+U_VD9)(1-γ_max)/[(U_{вх min}-U_си)^.γ_max] =

= (12+1)(1-0,27)/[(204-5)0,27] n = 0,17 ,

где U_VD9 =1 В – прямое падение напряжения на диоде VD9.

5.4. Действующее значение тока вторичной обмотки 5-6 и диода VD9

I₂=I₁/n= 1,69/0,17^. = 4,8 А.

5.5. Индуктивность первичной обмотки 1-2

L₁= γ_max^.U_{Bx min}/(I_1и^.f_п) = 0,27^.204/(1,69^.20000) = 1,65 мГн,

где f_п = 20 кГц – частота преобразования (для обеспечения удержания выходного напряжения на холостом ходу за счет большой глубины модуляции частота преобразования выбрана сравнительно низкой).

5.6. Число витков первичной обмотки 1-2.

Выбираем магнитопровод 2хМП140-4 КП24х13х7 [85-87, 99]. Средняя длина магнитной линии γ_s = 5,48 см, площадь поперечного сечения S_c = 0,684 см², относительная магнитная проницаемость μ_г = 140 :

w₁=10⁴.

Полученное число необходимо округлить до ближайшего целого и желательно четного числа, поэтому w₁ = 88.

Приращение индукции за время импульса

ΔВ =10^4.U_{вx min}^. γ_max^./(w₁^.S_c^.f_п) =10^4.204^.0,27/(88^.0,684^.20000 ) = 0,46 Тл.

Индукция технического насыщения материала МП 140 равна 0,65 Тл. Она больше, чем рассчитанное приращение индукции (0,46 Тл), поэтому можно сделать вывод, что магнитопровод выбран правильно. Тем не менее, значение индукции весьма велико (больше 0,3 Тл), поэтому после сборки макета потребуется экспериментальная проверка теплового режима работы трансформатора из-за увеличенных потерь на гистерезис.

5.7. Коэффициент трансформации обмотки 3-4 питания узла управления

n_y=W_y/W₁=(U_y+U_VD7)(1-γ_max)/[(U_BХmin-U_си)^.γ_max] =

= (14+1)(1-0,27)/[(204-5)^.0,27] = 0,2 ,

где U_y = 14 В - напряжение питания цепи управления; U_VD7=1 В - падение напряжения на диоде VD7.

5.8. Число витков остальных обмоток:

w₂= n^.w₁= 0, 17^.88 =15, 22;

выбираем 15 витков.

w_y= n_y^.w₁= 0,2^.88 = 17,6;

выбираем 18 витков.

5.9. Диаметр проводов обмоток.

Для уменьшения индуктивности рассеяния обмотки равномерно распределяют по магнитопроводу, располагая их друг над другом. В рассматриваемом случае обмотку 1-2 наматывают первой. Диаметр провода с изоляцией определяют исходя из условия расположения первичной обмотки виток к витку по внутренней окружности сердечника в один слой:

d_1пр.из = π^.d_вн.м/w₁ = 3, 14^.13/88 = 0,46 мм.

Наиболее близким оказался провод ПЭТВ-2 диаметром 0,4 мм (без изоляции []). Его погонное сопротивление (сопротивление проводника длиной 1 м) составляет ρ_w1= 0,142 Ом/м. Сечение провода

S_w1= π^.d_w1²/4=3,14^.0,4²/4 = 0,127 мм².

Плотность тока

j = I₁/S_wl= 0,51/0,127 = 4 А/мм².

Длина провода первичной обмотки 1-2

b₁= [4^.7+(24-13)]^.88 = 3,43 м.

Потери в проводе первичной обмотки

Р_w1= I₁^2. ρ_w1^.b₁= 0,51^2.0,142^.3,43 = 0,76 Вт.

При таком диаметре провода и выбранной частоте дополнительными потерями в проводе можно пренебречь.

Диаметр провода вторичной обмотки

d₂ = 1,13= 1, 13мм.

Выбираем провод диаметром 1,25 мм, погонное сопротивление которого р_w2 = 0,015 Ом/м С учетом наличия на магнитопроводе первичной обмотки и изоляции на ней длина провода вторичной обмотки 5-6 составит:

b₂= [4 ^. 8 + (26 - 11)] ^. 15 = 0,7 м.

Потери в проводе вторичной обмотки:

Р_w2= I₂^{2 .} Р_w2 ^. b₂ = 4,8^{2 .} 0,015 ^. 0,7 = 0,24 Вт.

Чтобы не расширять номенклатуру, диаметр провода обмотки питания узла управления выбираем таким же, как и диаметр первичной обмотки.

На этапе расчетов потери в магнитопроводе считаем эквивалентными потерям в проводах обмотки, а окончательную проверку теплового режима трансформатора нужно провести экспериментально:

P_T1 = 2(P_W1+P_W2) = 2(0,76 + 0,24) = 2 Вт.

6. Определяем параметры транзистора VT1.

Действующее значение тока транзистора VT1 равно току первичной обмотки трансформатора (I₁=0,51 А). Максимальное напряжение на транзисторе сразу после его закрывания составляет:

= = 375+(12+1) ^. 88/15+25 = 476 В,

где U_Ls = 25 В - ЭДС самоиндукции индуктивности рассеяния трансформатора.

При выборе транзистора принимаем во внимание не только его технические параметры, но и стоимость, доступность, а также наличие аналогов. С учетом всего вышеизложенного выбираем транзистор КП728С1[79-84].

Статические потери в транзисторе составят:

P_VT1cтат = R_{си. отк} ^. 2 ^. I₁^{2 .} [1 + 0,007 ^. (T_n -25)] =

= 4 ^. 0,51^{2 .} [1 + 0,007^.(120 -25)] = 1,73 Вт ,

где Р_си.отк = 4 Ом – сопротивление открытого канала при температуре 25 °С;

Т_п = 120 °С - максимальная температура кристалла транзистора;

Т_окр = 50 °С - максимальная температура окружающей среды.

Поскольку выбран режим прерывистого потока трансформатора, то динамическими потерями при включении можно пренебречь.

Потери при выключении зависят от времени спада (t_cn), которое, в свою очередь, зависит от выходного тока ШИМ-контроллера DA1 при переключении. Слишком малое время спада может вызвать резкое увеличение напряжения на стоке транзистора VT1 и сбой цепей управления. Поэтому время спада выбираем в интервале 100...200 нс:

Р_VT1дин = I_1и ^. U_{си.выкл} ^. t_cn ^. f_n/2 = 1,69 ^. 476 ^. 10^{-7 .} 20000/2 = 0,8 Вт.

Суммарная выделяемая мощность на транзисторе:

Р_VT1 = Р_VT1стат + Р_VT1дин = 1,73 + 0,8 = 2,53 Вт.

7. Определяем параметры выпрямительного диода VD9.

Действующее значения тока диода равно току вторичной обмотки

I₂ = 4,8 А.

Обратное напряжение на диоде:

U_VD9 = U_H + U_{си.выкл} ^. W₂/ W₁ = 12 + 476 ^. 15/88 = 93,2 В.

Критерии выбора диода те же, что и для транзистора. Поскольку через диод протекает значительный ток, его следует выбрать с большим запасом, что позволит уменьшить размеры теплоотвода. Руководствуясь этим, выбираем диодную сборку КД636БС с обратным напряжением 120 В, прямым током 12 А на диод и временем обратного восстановления менее 80 нc. Считая, что ток распределится по диодам сборки равномерно, по графику прямой ветви вольтамперной характеристики определяем падение напряжения на всей сборке (U_VD9), которое составит 0,9 В в наихудшем случае. Статические потери на диоде:

U_{VD9 стат} = U_VD9 ^. I₂ = 0,9 ^. 4,8 = 4,32 Bт.

Поскольку выбран режим прерывистого потока трансформатора, то динамические потери на диоде будут незначительны и ими можно пренебречь, следовательно,

P_VD9 = P _{VD9 стат} = 4,32 Вт.

8. Выбираем элементы узла управления.

8.1. Рассчитываем резистор запуска R7.

Через резистор запуска протекает ток зарядки конденсаторов цепи управления (С9, С10, С11) и ток запуска микросхемы DA1, равный 0,5 мА. Напряжение запуска микросхемы DA1 (U_зап) составляет 16 В. Предположим, что суммарный ток запуска (I_зап) равен удвоенному току запуска микросхемы (1 мА), тогда

R7 = (U_вх.min -^. U_зап)/I_зап = (204 -16)/10^-3 = 188 кОм.

Из ряда Е24 выбираем номинал 180 кОм [111-112]. Мощность, рассеиваемая резистором R7 при максимальном входном напряжении в установившемся режиме, составит:

P_R7 = (U_вх.max -U_y)² /R7 = (375 -14)² /180000 = 0,72 Вт.

8.2. Выбираем элементы цепи обратной связи по току.

Сопротивление открытого канала транзистора КП728С1, использованное для расчета потерь, приведено для наихудшего случая. При выборе компонентов цепи обратной связи по току лучше руководствоваться типовым значением, которое, как правило, равно 0,5...0,8 от максимального. Напряжение на выводе 3 микросхемы DA1 (U_3DA1) и, следовательно, на резисторе R11, при котором начинается ограничение длительности импульса, составляет 1 В при максимальном пиковом токе. Исходя из того, что пиковый ток через резистор R11 находится в пределах 0.5...1 мА, его номинал выбираем 1,2 кОм. Считая прямое падение напряжения на диоде VD8 (U_VD8) равным 0,6 В, вычислим сопротивление резистора R10:

R10 = (0,75^.R_си^.I_1и+U_VD8^.U_3DA1)^.R11/U_3DA1=

= (0,75^.4^.1,69+0,6-1) -1200/1= 5,6 кОм.

Нижний предел сопротивления резистора R9 рассчитаем исходя из того, что ток, протекающий через него (I_{R9 max}), не должен превышать 10 мА при номинальном напряжении питания узла управления и минимальном падении напряжения на транзисторе VT1 и диоде VD8. Максимальное сопротивление резистора R9 выбирают так, чтобы при напряжении на выводе 7 микросхемы DA1, близком к напряжению отключения (U_откл=10 В), и максимальном напряжении на открытом транзисторе VT1 диод VD8 был открыт. Таким образом:

U_y/I_{R9 max} £ R9 £ [U_отк^. (R10+R11)]/ (0,75 R_си^. I_1и + U_VD8) - (R10+R11);

14/0,01 £ R9 £ [10(5600+1200)]/(0,75^. 4^. 1,69 + 0,6) - (5600 + 1200) или

1400Ом £ R9 £ 5193Ом.

Резистор R9 выбираем сопротивлением 2,2 кОм.

8.3. Рассчитываем сопротивление резистора R12 в цепи затвора.

Выходной ток микросхемы DA1, требуемый для переключения транзистора VT1 с учетом того, что время переключения совпадает со временем спада (t_сп):

I₃ = Q₃/t_сп= 60^. 10^-9/100^. 10^-9 = 0,6 А,

где Q₃= 60 нКл - полный заряд затвора транзистора VT1 (для современных полевых транзисторов приводится в справочниках).

Если этот параметр в справочниках отсутствует, его измеряют по известной методике.

R12 = U_y/I₃ = 14/0,6 =23,3 Ом.

Резистор R12 выбираем сопротивлением 22 Ом.

8.4. Выбираем элементы генератора.

Согласно документации на микросхему КР1033ЕУ15А, если выбрать номинал резистора генератора (R6) равным 20 кОм, емкость конденсатора генератора (С7) вычисляют:

C7 = 1,8/(R6 ^. f_n) =1,8/(20000 ^. 20000) = 4,5 ^. 10^-9 Ф = 4500 пФ.

Конденсатор С7 выбираем емкостью 4700 пФ.

8.5. Мощность, выделяемая на микросхеме DA1.

Потери на управление коммутирующим транзистором

Р_затв = Q₃ ^. U_у ^. f_п = 60 ^. 10^-9.14 ^. 20 ^. 10³ = 0,017 Вт.

Потери на микросхеме

Р_мс = U_у ^. I_мс = 14 ^. 0,02 = 0,28 Вт,

где I_мс = 20 мА - ток, потребляемый микросхемой во включенном состоянии.

Общие потери на управление, выделяемые на микросхеме DA1,

Р_у = Р_затв + Р_мс = 0,017 + 0,28 = 0,3 Вт,

что меньше, чем максимальная мощность, рассеиваемая микросхемой (1 Вт).

8.6. Выбираем элементы обратной связи по напряжению.

Образцовое напряжение микросхемы DA2 составляет 2,5 В. Выходное напряжение приводят к образцовому с помощью делителя, верхнее плечо которого - резисторы R16, R17, а нижнее - R18. При токе делителя (I_дел) 10 мА сопротивление резистора нижнего плеча делителя:

R18 = U_обр/I_дел= 2,5/0,01 = 250 Ом.

Верхнее плечо делителя

R16+R17 = (U_H - U_oбp)/ I_дел = (12 - 2,5)/0,01 = 950 Ом.

Исходя из полученных результатов выбираем R16=820 Ом, R18=240 Ом. Резистор R17 - подборный. Он служит для точной установки напряжения на нагрузке. Его сопротивление находится в пределах 100...150 Ом [90,91].

9. Рассчитываем демпфирующую цепь.

Предполагаем, что индуктивность рассеяния трансформатора (L_s) находится в интервале 0,5...1,5 мкГн. Выбираем максимальное значение.

По закону сохранения энергии

E_LS= E_Cд,

где E_LS - энергия, накопленная в индуктивности рассеяния трансформатора к окончанию этапа накопления; Е_СД - энергия, которую должен "поглотить" конденсатор демпфирующей цепи С_д (С13) при заданном приращении напряжения на нем (ΔU_Cд = U_Ls = 25 В). Раскрыв предыдущее соотношение, получим

L_s I_1и² = С_д^. ΔU_Cд²,

откуда

С_Д = С13= L_s I_1и²/ ΔU_Cд² =1,5^.10^-6.1 ,69²/25² = 6855 пФ.

Выбираем конденсатор К78-2 емкостью 6800 пФ на номинальное напряжение 1000 В[90-92].

Вычислим амплитуду напряжения на демпфирующем конденсаторе:

U_{cд max} = (U_H+U_VD6)^.W1/ W2+ ΔU_Cд = (12+1)^.88/15+25 =101 В.

Сопротивление демпфирующего резистора R_д (R14) рассчитаем исходя из того, что напряжение на демпфирующем конденсаторе уменьшается на ΔU_Cд за период, чтобы к моменту следующей коммутации конденсатор мог "поглотить" новую порцию энергии:

U_{Cд max} - ΔU_Cд = U_{Cд max} ^.е^{-1/(Rд Cд fп)}.

Отсюда

R_д= R14=1/{f_п^.С_д^.ln[(U_{Cд max}-ΔU_Cд)/U_{Cд max}]}=

= -1/{20^.10^3.6,8^.10^-9 ln[(101-25)/101]}=25,93 кОм.

Для обеспечения заведомой разрядки демпфирующего конденсатора во всех режимах работы преобразователя резистор R14 выбираем номиналом, вдвое меньшим расчетного, 12 кОм.

Напряжение на резисторе R14 равно:

U_R14= (U_H+U_VD6)^.w₁/w₂= (12+1)^.88/15=76 В.

Рассчитаем мощность, рассеиваемую резистором:

Р_R14=U_R14²/R14=76²/12000 = 0,48 Вт.

Выбираем резистор R14 мощностью 1 Вт[90-91].

Диод демпфирующей цепи должен выдерживать импульсный ток I_1и, обратное напряжение, равное максимальному напряжению на стоке транзистора VT1, и иметь повышенное быстродействие. Поскольку время включенного состояния диода по отношению к периоду мало, то подойдет любой диод с допустимым прямым током до 1 А и обратным напряжением 800 В, например, КД247Д

10. Вычисляем КПД:

η = U_Н^.I_Н/(U_Н^.I_Н+Р_Т1+Р_VT1+Р_VD9+Р_R7+Р_у) =

= 12^.3/(12^.3+2+2,53+4,32+0,72+0,3)= 0,78.

Полученное значение КПД примерно равно принятому в начале расчетов. Если расхождение составляет более 20%, то вычисления необходимо повторить, скорректировав КПД в п.2.

Рассмотренная методика может быть применена для любых однотактных обратноходовых преобразователей. Однако существенным ограничением является получение коэффициента трансформации более десяти с приемлемой индуктивностью рассеяния [32].

 

6.2. Методика расчета ИВЭП для зарядки аккумуляторных батарей
(автомобильных)

Схема преобразователя для зарядки автомобильных аккумуляторов со стабилизацией тока и ограничением выходного напряжения приведена на рис. 222 [26]. Схема представляет собой однотактныйобратноходовой преобразователь напряжения на основе микросхемы серии ТОР22х. Расчет преобразователя начинаем с выбора необходимой микросхемы.

Рис. 222

 

Микросхемы серии ТОР22хх выпускаются в корпусах DIP с восемью выводами, из них шесть объединены (суффикс P) в вывод истока, и в корпусе ТО – 220 с тремя выводами (суффикс Y).

Основные параметры микросхем серии ТОР22хх приведены в табл. 33

 

Таблица 33

Параметр	Обозначение	Микросхема	Значение параметра	Единицы измерения
Мин.	Тип.	Макс.
Рабочая частота	f	–				кГц
Максимальный коэффициент заполнения	DMAX (рис.14)	–				%
Минимальный коэффициент заполнения	DMIN (рис. 14)	–	0,7	1,7	2,7	%
Наклон кривой регулирования	SD (рис. 14)	–	-21	-16	-11	%/мА
Внешний ток смещения	IВ(рис. 14)	–	0,8		З,З	мА
Входное сопротивление по выв. "Упр."	ZC	–				Ом
Вытекающий ток по выв. "Упр."	Iупр	–		1,5	0,8	мА
Ток ограничения	ILIMIT	TOP221Y	0,23	0,25	0,28	A
ТОР221Р
TOP222Y	0,45	0.5	0,55
ТОР222Р
TOP223Y	0,9		1,1
ТОР223Р
TOP224Y	1,35	1,5	1,65
ТОР224Р
TOP225Y	1,8		2,2
TOP226Y	2,25	2,5	2,75
TOP227Y	2,7		3,3
Сопротивление сток-исток во включенном состоянии	RDS(ON)	ТОР221	–	51,4		Ом
ТОР222	–	25,7
ТОР223	–	12,9
ТОР224	–	8,6
ТОР225	–	6,4	7,5
ТОР226	–	5,2
ТОР227	–	4,3
Пробивное напряжение сток-исток	–	–		–	–	B

 

На рис. 223 и рис. 224 приведены кривые, облегчающие такой выбор (на рис. 223 для выходного напряжения преобразователя 12 В, на рис. 224 - для 5 В).

По горизонтальной оси на графиках отложена требуемая выходная мощность

(P_OUT = U_OUT ^. I_OUT).

Сплошные линии графиков, соответствуют различным микросхемам рассматриваемой серии.

Рис. 223

Все расчеты преобразователя ведём для наиболее тяжелого случая, а он
(с одним исключением) имеет место при минимальном входном напряжении. График рис. 223 и рис. 224 построены при 195 В переменного тока.

В отечественной сети 220 В с допуском -20% минимальное напряжение составляет 176 В, и расчет ведется именно для него.

Рис. 224

 

При таком напряжении на конкретной микросхеме можно построить преобразователь с несколько меньшей выходной мощностью, чем при 195 В.

Поправочный коэффициент К_П, определяющий уменьшение допустимой мощности, можно найти по графику на рис. 225. Для напряжения сети 176 В он составляет около 0,94. Это означает, что необходимо выбрать микросхему, обеспечивающую выходную мощность больше требуемой в 1/0,94 = 1,06 раза.

Рис. 225

Все дальнейшие расчеты проведем на примере источника с выходным напряжением 14,4 В и максимальным током 5 А, (зарядное устройство для автомобильного аккумулятора). Для него выходная мощность равна 72 Вт. То, что выходное напряжение больше, чем
12 В, для которого рассчитаны графики рис. 223, облегчает режим работы микросхемы и создает некоторый запас.

С учетом поправки на меньшее напряжение сети требуемая мощность составит:

Р_вых=72 ^.1,06 = 76 Вт.

Вертикальная прямая на рис. 223, проведенная из точки 176 Вт на горизонтальной оси, пересекает сплошные линии, соответствующие микросхемам ТОР225, ТОР226 и ТОР227, это означает, что на любой из них можно собрать

требуемый преобразователь. При этом оценочные значения КПД можно считать с вертикальной оси, они составляют примерно 84, 85,5 и 86% соответственно. Имеет смысл выбрать микросхему ТОР225, т. к. более мощные микросхемы, как правило, дороже и, кроме того, как это будет показано далее, для них при той же выходной мощности потребуется более громоздкий трансформатор, а выигрыш в возможном КПД непринципиален.

Графики рис. 223 и рис. 224 позволяют также определить рассеиваемую на микросхеме мощность - она подписана у каждой из штриховых линий. Для нашего случая она составляет около 2,5 Вт.

Следующий этап расчета - определение индуктивности первичной обмотки трансформатора. Воспользуемся табл. 34. В ней приведены типовые параметры трансформатора преобразователя.

Таблица 34

Параметр	TOP221	TOP222	TOP223	TOP224	TOP225	TOP226	TOP227
Индуктивность первичной обмотки, мкГн
Индуктивность рассеяния первичной обмотки, мкГн
Сопротивление первичной обмотки, мкГн
Сопротивление вторичной обмотки, мкГн						3,5

 

Значение индуктивности первичной обмотки должно быть увеличено по тем же причинам и с тем же коэффициентом, что и мощность для выбора микросхемы:

L = 1100 ^. 1,06 = 1166 мкГн.

Далее для расчета трансформатора необходимо выбрать вариант цепи стабилизации выходного напряжения, обеспечивающий необходимые параметры преобразователя.

Наименьшим выходным сопротивлением, наилучшей стабильностью и возможностью плавной регулировки выходного напряжения обладает вариант стабилизации по схеме рис. 226 [26]. Сигналом рассогласования является анодный ток регулируемый DA2. Ток анода будет менее 1,5 мА, пока напряжение на его входе «Упр.» не превышает 2,5 В, а при достижении 2,5 В резко увеличивается. Этот ток течет через светодиод U1.2 оптрона U1, в результате выходное

напряжение преобразователя стабилизируется на уровне:

Рис. 226

U_вых= (R4/R5+1)^.U_обр ,

где U_обр.= 2,55 В – образцовое напряжение микросхемы КР142ЕН19А.

Сопротивления резисторов R4 и R5 рассчитываются исходя из тока через делитель (около 1 мА). Любой из резисторов R4 и R5 может быть подстроечным, что обеспечивает возможность точной установки выходного напряжения.

Резистор R3 пропускает начальный ток аналога стабилитрона DA2, а R2 ограничивает ток через светодиод оптрона и, совместно с конденсатором С5 обеспечивает стабильность цепи автоматического регулирования.

Для схемы рис. 226 необходимое напряжение на выходе выпрямителя с обмоткой III составляет 12 В.

Заданные параметры для расчета преобразователей на микросхемах серии ТОР22х:

· частота преобразования f_s = 100 кГц, полностью определяемая микросхемой;

· суммарное напряжение U_OR на нагрузке U_OUT и диоде U_VD1, приведенное к первичной обмотке, оно должно составлять 135 В;

· К_RP - отношение приращения тока первичной обмотки I_R к пиковому значению тока через нее I_p для наиболее тяжелого режима работы, равное 0,6.

По рекомендации [116] установим сглаживающий конденсатор выпрямителя сетевого напряжения С_вх емкостью в микрофарадах, примерно равной выходной мощности в ваттах. Из конструктивных соображений используем два параллельно соединенных конденсатора емкостью 33 мкФ, т. е. С_вх= 66 мкФ.

Пусть допуск на напряжение сети 220 В составит +15 и -20 %, тогда

U_{C min} = 176 В, U_{C max} = 253 В.

Минимальное напряжение на конденсаторе фильтра можно рассчитать по формуле:

где η - ожидаемый коэффициент полезного действия преобразователя, оцененный выше и составляющий 0,84;

Р_вых - мощность в ваттах;

C_вх - емкость в микрофарадах.

Эта формула получена из соответствующей формулы в [96] подста-новкой частоты сети 50 Гц и типового времени зарядки конденсатора 3 мс.

Максимальное напряжение на конденсаторе фильтра составит

Выбираем рабочее напряжение конденсатора [90-92] равным 400 В.

Максимальный коэффициент заполнения К_з=D_max определяется по следующей формуле:

D_max = U_OR/(U_OR+ U_min- U_DS) = 135/(135 + 209 - 10) = 0,404 ,

где U_DS - среднее падение напряжения сток-исток мощного полевого транзистора микросхемы во включенном состоянии, ориентировочно принимаемое равным 10 B [79-84, П2].

Вычислим среднее значение выпрямленного потребляемого тока I_AVG:

I_AVG = P_OUT ∕(η ^.U_min) = 72/(0,84 ^. 209) = 0,41 А.

Пиковое значение тока:

I_Р = I_AVG ∕ [(1- K_RP /2)) ^. D_max] = 0,41/[(1 - 0,6/2) ^. 0,404] = 1,45 А.

Минимальное значение тока ограничения микросхемы I_LIMIT должно превышать полученное значение пикового тока. Сопоставление величины I_LIMIT = 1,8 А для TOP225Y [] и значения I_Р = 1,45 А подтверждает правильность выбора микросхемы.

Приращение тока первичной обмотки составит:

I_R = I_Р^. K_RP = 1,45^. 0,6 = 0,87 А.

Эффективное значение тока первичной обмотки:

Определим мощность, рассеиваемую микросхемой:

P = I_RMS²R_DS(ON) = 0,65^{2 .} 7,5 = 3,17 Вт,

Для расчета минимальной индуктивности L1 первичной обмотки трансформатора необходим коэффициент Z, определяющий соотношение потерь во вторичной цепи к полным потерям. Обычно его считают равным 0,5, полагая, что потери в первичной и вторичной цепях равны между собой.

L1 = 10⁶P_OUT /[I_P^2. К_RP(1 - К_RP /2) ^. f_S] ^. [Z ^. (1-η) + η]/η

L1 = 10^6.72 / [1,45^{2 .}0,6 (1 - 0,6/2) ^. 10⁵] ^. [0,5 ^. (1 - 0,84) + 0,84] /0,84 = 893 мкГн.

Еще одним параметром для расчета трансформатора, является ток насыщения I1_SAT первичной обмотки. Необходимым требованием к трансформатору является то, что его сердечник не должен насыщаться при всех режимах работы, в том числе и аварийном. В аварийном режиме ток через ключевой транзистор микросхемы, при котором происходит его закрывание, ограничен значением I_LIMIT []. Из приложения 3 следует взять максимальную величину, в данном случае это 2,2 А.

Расчет трансформатора:

Трансформаторы для импульсных обратноходовых преобразователей напряжения наматывают на ферритовых Ш-образных и чашечных сердечниках с зазором, на кольцевых сердечниках из магнитодиэлектрика марки МП 140 и МП160 [85-89], а также на кольцевых сердечниках из феррита, вводя в них воздушный зазор. Выберем для изготовления преобразователя последний вариант, как наиболее доступный.

В соответствии с [99]:

I²L = I_LIMIT²L1 = 2,2^{2 .} 893 = 4320.

Здесь для I_LIMIT берется максимальная величина []. Берём сердечник К31×18,5×7 из феррита М2000НМ-17 с зазором 1,5 мм. Зазор в кольце выполнен при помощи алмазного «полотна» в виде проволоки, в которую впрессован алмазный порошок. Для такого зазора и кольца высотой 14 мм коэффициент индуктивности по таблице из [99] составляет A_L= 0,126.

Число витков первичной обмотки:

Максимально допустимый ток через такую обмотку составит:

Коэффициент трансформации определим по формуле:

k = N1/N2 = U_OR/(U_OUT + U_VD1) = 135/(14,4 + 0,6) = 9 ,

где U_VD1 = 0,6 В - падение напряжения на выпрямительном диоде вторичной цепи.

Поскольку каждая обмотка трансформатора может содержать только целое число витков, возможны два варианта их выполнения: N1 = 81, N2 = 9 или N1 = 90, N2 =10. Индуктивность первичной обмотки составила 1118 мкГн.

Диаметр провода первичной, обмотки трансформатора на кольцевом сердечнике обычно выбирают таким, чтобы намотать ее в один слой. Оценим необходимый внешний диаметр провода обмотки. Длина намотки по внутренней стороне кольца (диаметр d_min = 18,5 мм) с учётом толщины изоляции а = 0,15 мм составит:

π (d_min - 2а) = 3,14 (18,5 - 0,3) = 57 мм.

При N1 = 90 диаметр провода по изоляции около 57/90 = 0,63 мм.

Мощность Р1, теряемая на активном сопротивлении r1 первичной обмотки составляет:

Р1 = I_RMS^{2 .} r1 = 0,652 ^. 0,435 = 0,18 Вт.

Этим значением вполне можно пренебречь.

Для того чтобы потери во вторичной обмотке были того же порядка, что и в первичной («равнопрочный» трансформатор), сечение ее проводников в первом приближении должно быть больше во столько раз, во сколько раз число витков вторичной обмотки меньше, чем первичной.

Мощность демпфирующей цепи при намотке на чашечном сердечнике:

Р_S = f_S ^. I_P^{2 .} L1_S/2 = 10^{5 .} 1,45^2. 5,5 ^. 10^-6/2 = 0,58 Вт.

Обмотка III должна обеспечивать на выходе выпрямителя напряжение U₃ около 12 В. Можно использовать[90-91] провод МГТФ-0,07 и она должна содержать 9 витков, уложенных между витками обмотки II.

Конденсаторы С1-СЗ и двухобмоточный дроссель L1 представляют собой стандартный фильтр. С1 - К73-17, а С2, СЗ - К15-5 [90-92]. Выпрямительный мост [] на ток 1,5 А и напряжение 800 В отличается малыми габаритами, низкой ценой и с большим запасом обеспечивает работу в данном выпрямителе. Импульсное значение тока для этого моста равно 50 А, поэтому ограничительный терморезистор R1 выбран с сопротивлением в холодном состоянии 10 Ом. В этом случае импульсный ток в момент включения не превышает

U_max/R1= 358/10 = 35,8 А.

Конденсаторы С4 и С5 на напряжение 350 В (что несколько меньше U_MAX) - импортные, фирмы Trec диаметром 13 мм.

Выбор стабилитрона VD2 определен указанным изготовителем микросхем серии ТОР22х напряжением U_CLM = 200 В и рассчитанной выше мощностью рассеяния демпфирующей цепи. Можно использовать рекомендованный в [117] защитный диод Р6КЕ200А фирмы Motorola, имеющий необходимое напряжение стабилизации и допускающий постоянную рассеиваемую мощность 5 Вт при диаметре пластмассового корпуса 3,5 мм и длине 8,5 мм. При этом температура его выводов не должна превышать 75 ^оС, а температура кристалла может достигать 175 ^оС. В данном преобразователе его можно заменить на два последовательно включенных стабилитрона КС600А.

В качестве диода VD3 рекомендован диод BYV26C фирмы Philips (1 А, 600 В). Вполне применим любой быстродействующий диод на напряжение не менее U_max с запасом и ток 1 А, например КД247Г, КД247Д, КД257В - КД257Д, КД258В - КД258Д [].

Цепь R2C6 однозначно определена изготовителем ТОР22х, конденсатор С6 - любой оксидный алюминиевый (например К50-35).

Для выбора выпрямительного диода VD5 нужно знать прикладываемое к нему обратное напряжение U_VD5. Его можно рассчитать по формуле:

U_VD5 = U_max/k+U_OUT = 353/9+14,5 = 53,7 В.

В [96] рекомендовано устанавливать в качестве VD5 диод Шоттки с запасом по обратному напряжению и допустимым током в 3 раза больше выходного (в данном случае на 60 В и 15 А). Можно выбрать относительно недорогую сборку SR1660 из двух диодов на напряжение 60 В и ток каждого диода 16 А. Подойдут аналогичные сборки КД636АС (60 В, 15 А), КД270ВС (75 В, 7,5 А), КД271ВС (75 В, 10 А), КД272ВС (75 В, 15 А) []. Применять диоды на большее обратное напряжение нецелесообразно, поскольку для них увеличивается прямое падение напряжения.

Конденсатор фильтра С8 устанавливается исходя из емкости не менее 330 мкФ на 1 А выходного тока [96], очень желательно - с малым последовательным сопротивлением (серий LZ). Рабочее напряжение конденсатора должно превышать выходное не менее, чем на 25 %.

Обратное напряжение для диода VD4 рассчитывается аналогично:

U_VD4 = U_max^.N3/N1+U₃ = 353^.9/90+12 = 47 В.

Здесь также желательно установить диод Шоттки с запасом по напряжению. Подойдет SR106 (60 В, 1 А), MBR160 с теми же параметрами или обычный диод 1N4148, КД509А, КД510А, КД521А, КД522Б.

Емкость конденсатора С7 задана равной 0,1 мкФ.

Цепь стабилизации выходного напряжения на микросхеме DA3 рекомендована изготовителем. Номинал R10 увеличен относительно стандартного 200 Ом. В данном преобразователе хорошей начальной нагрузкой являются цепь стабилизации выходного тока и вентилятор М1.

Оптрон должен быть с одиночным (не составным) фототранзистором и допускать входной и выходной токи до 10 мА. Использован сдвоенный оптрон CNY74-2, его отечественным аналогом является АОТ101БС.

Второй канал оптрона работает в стабилизаторе выходного тока. Резистор R5 является токоизмерительным, падение напряжение на нем при выходном токе 5 А составляет 0,2 В, рассеиваемая мощность - 1 Вт.

Для того, чтобы поднять напряжение на R5 до порога открывания транзистора VT1, использован делитель VD6, R7, R8. Диод VD6 также осуществляет температурную компенсацию порогового напряжения транзистора VT1. Ток через делитель выбран исходя из того, что он должен превышать минимально необходимый ток нагрузки микросхемного стабилизатора

DA2, составляющий около 2 мА. Назначение резисторов R4, R6 и конденсатора С9 такое же, как и соответствующих элементов R10, R6 и С12 в канале стабилизации напряжения.

Двуцветный светодиод HL1 служит для индикации режима работы.

Пока выходной ток преобразо-вателя менее 5 А, работает канал стабилизации напряжения и напря-жение на выходе поддерживается на уровне 14,5 В, светится красный крис-талл светодиода. Если к преобразо-вателю подключить нагрузку с сопротивлением менее 2,88 Ом, падение напряжения на резисторе R5 откроет транзистор VT1 и ток ограничится на уровне 5...5,5 А. Красный кристалл гаснет, зажигается зеленый. Поэтому более информативна установка двух светодиодов разного цвета свечения, например, LH2040/T2 (красный) и LG2040/T2 (зеленый). Преобразователь защищен от замыкания выхода, как это указывалось выше, свойствами примененной микросхемы. Предохранитель FU2 служит для его защиты при неправильной полярности подключения аккумулятора.

Нагрузочная характеристика преобразователя представлена на рис.227.

При уменьшении сетевого напряжения до 115 В преобразователь на микросхеме TOP225Y при полной нагрузке снижает свое выходное напряжение на 30 мВ, после чего переходит в режим прерывистой генерации.