Способы радиоподавления линий радиосвязи с широкополосными фазоманипулированными сигналами, помехоустойчивым кодированием, с логической обратной связью.
Способы радиоподавления линий радиосвязи со скачкообразным изменением рабочей частоты.
СПОСОБЫ РАДИОПОДАВЛЕНИЯ ЛИНИЙ РАДИОСВЯЗИ С ПОВЫШЕННОЙ ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТЬЮ
Радиотехнические системы со скачкообразным изменением рабочей частоты эффективны в условиях мощных сосредоточенных помех, в борьбе с замираниями при многолучевом распространении радиоволн. В таких системах используются (см.п.1.5.1) частотно-временные сигналы (ЧВС - рис.1.6.1), представляющие собой друг последовательность следующих за другом радиоимпульсов длительностью τи. Эти импульсы передаются на различных частотах, причем полоса частот каждого импульса составляет ΔFc и возможна одновременная передача нескольких импульсов на разных частотах. ЧВС обычно изображают с помощью частотно-временной матрицы, определяющей закон кодирования импульсов по частоте и времени.
Рис.1.6.1. Частотно-временные сигналы
ЧВС применяют также для селекции сигналов (по форме) при работе большого количества многоадресных систем связи в общей полосе частот.
Для подавления таких систем необходимо иметь либо определенное количество прицельных по частоте передатчиков помех, либо создавать мощную заградительную помеху, имеющую ширину спектра, перекрывающую диапазон перестройки частоты подавляемого приемника.
Возможно применение скользящей по частоте помехи, образуемой при быстрой перестройке передатчика узкополосных помех в широкой полосе частот. Однако при наличии схем защиты эффективность скользящих по частоте помех может оказаться ниже, чем заградительных. Режимы наложения и рассредоточения излучений передатчиков помех в диапазоне подавления представлены на рис. 1.6.2 [1].
Рис.1.6.2. Режимы наложения и рассредоточения излучений передатчиков
Широкополосные фазоманипулированные, линейно частотно- модулированные (ЛЧМ) сигналы являются сложными сигналами с большой величиной базы, т.е. у которых произведение ширины спектра на длительность много больше единицы.
Причины появления сложных сигналов в РЭС:
1. Необходимость обмена динамического диапазона РЭС на полосу пропускания, связанная с ограничением на пиковую (импульсную) мощность.
2. Необходимость обеспечения наибольшего различения между сигналом и помехой.
Впервые сложные сигналы стали применяться в радиолокации.
Рассмотрим особенности подавления широкополосных РЭС с кодированием на примере РЛС [2]. Широкополосные РЛС с кодированием возникли в связи с проблемой увеличения разрешающей способности по дальности с одновременным увеличением или сохранением дальности обнаружения малоразмерных целей.
Увеличение разрешающей способности по дальности в принципе может быть достигнуто двумя способами.
Первый классический способ основан на уменьшении длительности зондирующего импульса τи. Однако этот способ имеет существенный недостаток, заключающийся в том, что для сохранения дальности действия РЛС при уменьшении τи необходимо увеличивать импульсную мощность РЛС Ри. Увеличение импульсной мощности сталкивается с принципиальными и техническими трудностями, связанными с генерированием и передачей высокочастотных электромагнитных колебаний большой мощности. В настоящее время пределом импульсной мощности является Ри порядка нескольких десятков мегаватт.
Рис.1.6.3. Широкополосные сигналы
Второй способ увеличения разрешающей способности основан на специальном кодировании излучаемого импульса относительно большой длительности τк и соответствующей (оптимальной) обработке принимаемого сигнала в приемном устройстве РЛС, обеспечивающей сжатие этого импульса до длительности τикНа рис.1.6.3. показаны импульсы на входе (τк) и выходе (τик) оптимального приемника РЛС с кодированием сигналов.
В системе со сжатием импульсов генерируется и пeредается кодированный импульс, имеющий длительность τк и ширину спектра частот Δfк, причем τк Δfк >> l. После соответствующей обработки в приемнике возникают короткие импульсы длительностью
τик = 1 / Δfк << τк
Импульс длительностью τик на выходе приемника определяет разрешающую способность РЛС. Энергия сигнала определяется импульсной мощностью излучаемого импульса и его длительностью τк.
Таким образом обеспечивается возможность увеличения энергии сигнала за счет увеличения длительности импульса без ухудшения разрешающей способности по дальности.
Отношение N = τк /τик носит название коэффициента компрессии (сжатия).
Следует иметь в виду, что при заданной средней мощности передатчика РЛС второй способ увеличения разрешающей способности РЛС (кодирование) не приводит к каким-либо особым энергетическим выигрышам по сравнению с первым (пропорциональное увеличение мощности с уменьшением длительности импульса). Более того, вследствие потерь при компрессии во втором случае будет иметь место некоторый энергетический проигрыш по сравнению с прямым методом — увеличением энергии импульсного сигнала. Однако за счет возможности значительного расширения спектра и увеличения средней мощности широкополосные РЛС имеют более высокую помехозащищенность.
Примером подобного рода устройств может служить система с внутриимпульсной линейной частотной модуляцией [14]. В этой системе несущая частота излучаемого импульса длительности τк изменяется по линейному закону в некотором диапазоне частот f1 – f2 (рис. 1.6.4,а).
Рис.1.6.4. Внутриимпульсная линейная частотная модуляция
На приемной стороне сигнал пропускается через оптимальный фильтр, обладающий дисперсионными свойствами, у которого, как известно, групповая (фазовая) скорость распространения волны Vгp зависит от частоты.
Приведенная на рис.1.6.4,б дисперсионная характеристика фильтра обеспечивает более быстрое прохождение (меньшее время запаздывания) высоких частот спектра сигнала. В сочетании с законом изменения несущей частоты генерируемого импульса, показанным на рис.1.6.4,а, это дает в принципе возможность сжатия (компрессии) импульса на выходе фильтра (линии) до некоторой длительности τик=τк/N, гдеN>>1.
Заметим, что при заданной спектральной плотности шумового помехового сигнала отношение мощности полезного сигнала к мощности шума на выходе линейной части приемника остается одинаковым как для обычной РЭС с узкополосными (простыми) сигналами так и для широкополосной РЭС с кодированием, если их средние мощности одинаковы и одинаковы разрешающие способности.
Рассмотрим случай фазоманипулированного сигнала (рис. 1.6.5,а). Если сигнал с амплитудой uк, манипулированный по фазе так, как показано на рис.1.6.5,а, подать на линию задержки с N = 7 отводами, в некоторые из которых (4, 5 и 7) включены фазоинверторные цепи, то в силу когерентности сигналов и их синфазности только в течение времени τк/Nна выходе сумматора (рис. 1.6.5,б), подключенного к этим отводам, в первом приближении получим импульс длительностью τк/N и с амплитудой uк . После сумматора свернутый импульс поступает на вход оптимального для данного импульса фильтра. В результате рассмотренного преобразования энергия свернутого импульса, реализуемая в сопротивлении 1 Ом, равна энергии входного сигнала Е= uк2 τк/2.
Отсюда непосредственно следует вывод об энергетической эквивалентности в отношении подавления шумовыми помехами РЭС с кодированием и обычных импульсных РЭС, если они имеют одинаковые средние мощности, оптимальную обработку сигналов в приемно-индикаторном тракте и одинаковое время обработки. Необходимо отметить, что этот вывод является прямым следствием теории обнаружения [14, 18].
Рис.1.6.5. Фазоманипулированный сигнал и его обработка
Произведем оценку коэффициента подавления шумовыми помехами широкополосных РЭС с кодированием. Согласно данному ранее определению под коэффициентом подавления понимается минимально необходимое отношение мощности помехи к мощности сигнала в пределах полосы пропускания линейной части приемного устройства, в данном случае оптимального фильтра. Мощность сигнала на входе РЭС с кодированием будет определяться мощностью несвернутого импульса амплитуды uк . Поскольку мощность несвернутого (длинного) импульса в N раз меньше мощности свернутого (короткого) импульса, то в силу установленной ранее энергетической эквивалентности коэффициент подавления широкополосной РЭС с кодированием будет в N раз больше, чем обычной РЭС с той же средней мощностью и с той же разрешающей способностью. Практически в силу неидеальности операции свертывания импульса коэффициент подавления будет всего в (0,6—0,8) N раз больше, чем коэффициент подавления соответствующей обычной РЭС.
Потребный же энергетический потенциал передатчика шумовых помех останется неизменным, если не изменяется средняя мощность РЭС при кодировании и спектральная плотность шума постоянна.
Системы радиосвязи с обратной связью
Идея состоит в проверке качества передаваемых сообщений с коррекцией на передающем конце. На рис.1.6.6 приведена обобщенная структурная схема системы радиосвязи с обратной связью (ОС).
Рис.1.6.6. Системы радиосвязи с обратной связью
Наличие каналов ОС позволяет повысить помехозащищенность за счет увеличения времени передачи. В какой-то степени это эквивалентно введению корректирующих кодов (избыточности).
Условия применения ОС (требования):
1. Время распространения сигналов по прямому и обратному каналам должно быть небольшим.
2. Каналы ОС должны быть либо нешумящими, либо помехи в канале ОС должны быть коррелированными с помехами в прямом канале.
Отсюда: для подавления систем радиосвязи с ОС необходимо ставить мощную заградительную помеху.
Особенности информационной ОС
Назначение – получение информации о помехах в канале.
При быстрых некоррелированных помехах в канале можно получить информацию о помехах (как о случайных процессах), позволит управлять мощностью передатчика с целью разумного ее использования.
При коррелированных или медленных помехах получаем информацию о мгновенных значениях мощности помех с последующей компенсацией.
Один из видов информационной ОС
Передаваемая кодовая комбинация по цепи информационной ОС передается на вход, где происходит сравнение. При несовпадении комбинаций – повторение, при совпадении – передается следующая комбинация. Но при этом возрастает время передачи. Сигналы информационной ОС передаются без учета принятых решений, т.е. до декодера. Пропускная способность канала ОС должна быть такой же как прямого и при этом канал ОС должен быть нешумящим.
Более экономичная решающая (логическая) ОС. Если в каналах с информационной ОС коды могут быть любыми, то в каналах с логической ОС коды должны обнаруживать ошибки: только после появления запрещенных комбинаций на приемном конце передаются сигналы ОС, т.е. в логической ОС должны использоваться коды с избыточностью и должен быть декодер.
Таким образом, в логической ОС сигналы ОС будут передаваться только в случае ошибок. Уменьшение потока информации упрощает создание канала ОС, позволяет повысить пиковую (импульсную) мощность передатчика. По каналу решающей ОС надо передавать не кодовые комбинации, а 0 – принятие или 1 – непринятие, где сигналы 1 – сигналы переспроса, сигналы 0 – квитирующие сигналы (квитанции).
Отсюда следует вывод: для подавления таких систем нужно ставить заградительные по коду помехи или ХИП или ретрансляционные помехи.
В качестве примера рассмотрим процесс передачи данных в автоматизированных станциях помех.
Прибор АИ-011,входящий в аппаратуру передачи данных, обеспечивает работу в дуплексном, симплексном и попеременно симплексном (полудуплексном) режимах.
В дуплексном режиме обеспечивается одновременно передача и приём блоков данных. В симплексном режиме обеспечивается либо передача, либо приём блоков данных, а в попеременно-симплексном – попеременно передача - приём.
В дуплексном режиме возможна передача данных в подрежиме со стиранием (режим ДРС) и в подрежиме с обратной связью (режим ДРО), а в симплексном и попеременно-симплексном – только со стиранием (ДРС).
Структура блока данных
Данные, поступающие от оконечного оборудования данных, преобразуются в АПД в блоки данных добавлением служебных и проверочных элементов.
Блок данных содержит 69 или 117 единичных элементов и включает 5 служебных элементов (элементы m и c), 48 или 96 информационных элементов и 16 проверочных.
Служебные элементы выполняют две функции; назначение элементов представлено в таблице.
| С=0, работа без адреса | С=1, работа с адресом |
| m1‑признак работы ДРС m2‑признак работы ДРО m3‑признак передачи квитанции m4‑признак состояния канала | m1код адреса корреспондента от m2 1до 15; сравнивается со m3значением на табло; при несовпадении‑игнорируется. m4 |
Если элемент С=1, то элементы m указывают адрес корреспондента в двоичном коде. При приёме блока данных АПД АИ-011 сравнивает адрес в блоке данных с адресом, установленным переключателями на АПД, и при несовпадении адреса блок данных игнорируется.
Наличие адреса позволяет подключать к одному каналу связи до 16 АПД, каждая из которых может обслуживать своего абонента (в составе комплекса этот режим не применяется).
При работе без адреса, т.е. когда элемент С=0, первый и второй элементы m определяют подрежим АПД: первый элемент подрежим ДРС, второй – подрежим ДРО.
Третий и четвёртый служебные элементы используются только в дуплексном режиме. Третий элемент используется для передачи квитанции принимаемых блоков данных, четвёртый – для характеристики канала связи.
Сама структура информационного слова представлена ниже.
Контрольные вопросы
1.Какие помехи целесообразно применять для подавления линий радиосвязи со скачкообразным изменением частоты?
2.Каковы особенности подавления широкополосных линий радиосвязи с кодированием?
3.Каковы особенности подавления cистем радиосвязи с обратной связью
4.Что представляет собой система с внутриимпульсной линейной частотной модуляцией?
5.Каковы особенности обработки фазоманипулированного сигнала?