Теоретичні відомості

Транзисторні ключі виконуються на біполярних або польових транзисторах. У свою чергу ключі на польових транзисторах діляться на МДП-ключі і ключі на польових транзисторах з управляючим р-n переходом.

Ключі на біполярних транзисторах діляться на насичені і ненасичені. При аналізі транзисторних ключів розглядають два режими — статичний і динамічний.

У статичному режимі аналізується закритий і відкритий стан ключа. У закритому перебуванні ключа на його вході низький рівень напруги (сигнал логічного нуля), при якій обидва переходи зміщено у зворотному напрямі (режим відсічення). При цьому колекторний струм визначається тільки тепловим струмом.

При використанні ключа в логічних інтегральних схемах, в яких зазвичай застосовуються транзистори типу п—р—п, що замикає напругу позитивно і в цьому випадку має місце тільки "умовне" замикання транзистора, коли його емітерний перехід зміщений в прямому напрямі; проте рівень напруги, що діє на його вході, менше порогового рівня, рівного близько 0,6 В, і колекторний струм транзистора відносно малий, тобто складає лише одиниці відсотків від струму відкритого транзистора.

У відкритому перебуванні ключа на його вході високий рівень напруги (сигнал логічної одиниці). При цьому можливі два режими роботи відкритого транзистора — робота в лінійній області вихідної характеристики або в області насичення.

У активній області емітерний перехід зміщений в прямому напрямі, а колекторний — в зворотному, при цьому для кремнієвих транзисторів напруга на емітерному переході складає близько 0,7 В і колекторний струм практично лінійно залежить від струму бази.

В області насичення обидва переходи транзистора зміщено в прямому напрямі і зміна струму бази не приводить до зміни колекторного струму. Для кремнієвих транзисторів ІС напруга на зміщеному в прямому напрямі р—n-переході складає близько 0,8 В, для германієвих вона рівна 0,2...0,4 В.

Насичення ключа досягається збільшенням струму бази. Проте при деякому його значенні, яке називається базовим струмом насичення , подальше зростання струму бази практично не приводить до зростання колекторного струму насичення, при цьому напруга на колекторі (з урахуванням колекторного навантаження) складає декілька десятків або сотень мілівольт (у ІС близько 0,1...0,2 В). Одним з важливих характеристик ключа в режимі насичення є параметр К_нас — коефіцієнт насичення, рівний відношенню І_кн/І_бн (тут І_кн – струм колектора насичення; І_бн - струм бази насичення). На межі насичення К_нас =1. Із збільшенням коефіцієнта насичення ключа збільшується його здатність навантаження, зменшується вплив різних дестабілізуючих чинників на вихідні параметри ключа, але погіршується швидкодія. Тому коефіцієнт насичення вибирається з компромісних міркувань, виходячи з умов конкретного завдання.

Швидкодія ключового елементу визначається максимально допустимою частотою проходження вхідних перемикаючих сигналів. Очевидно, що воно залежить від загальної тривалості перехідного процесу, визначуваною інерційністю транзистора і впливом паразитних параметрів (наприклад, перезарядом паразитних ємностей в процесі перемикання). Часто для характеристики швидкодії ключового (логічного) елементу використовується середній час затримки сигналу при його передачі через елемент. При кінцевій тривалості фронту вхідного сигналу затримки включення і виключення відлічуються на 10- або 50-процентних рівнях вхідного і вихідного сигналів.

Взаємодія ключів один з одним здійснюється через елементи зв'язку. Якщо рівень напруги на виході першого ключа високий, то на вході іншого ключа повинен бути рівень, при якому другий ключ відкривається і працює в заданому режимі, і, навпаки, якщо перший ключ відкритий, то на вході другого ключа повинен бути достатньо низький рівень, при якому другий ключ закритий. Ланцюг зв'язку надає істотний вплив на перехідні процеси, що виникають при перемиканні, і, отже, на швидкодію ключів. Використовувані в ключових пристроях елементи зв'язку показані на рис. 8.10.

Ключовий каскад на мал. 8.10, а є каскадом по схемі з ОЭ, на вході якого включений резистор R_b, що забезпечує при заданій вхідній напрузі Ui необхідний струм насичення бази

(8.6)

де U_bе=(0,7...0,8) В — напруга база-емітер відкритого транзистора (тут і далі маються на увазі кремнієві транзистори); S=1,5...2 — коефіцієнт насичення; В — коефіцієнт посилення транзистора по струму; Uкн=(0,1...0,2) В — напруга на колекторі відкритого транзистора; Ucc — напруга живлення.

Виберемо як приклад ключовий каскад, використовуваний в мікросхемах транзисторно-транзисторної логіки (ТТЛ). Для них U_cc=5 В, нормована мінімальна вхідна напруга логічної одиниці Ui=2,4 В. Отже, при якнайгіршому поєднанні параметрів з (8.6} отримуємо потрібний опір резистора:

Коли з попереднього каскаду поступає сигнал логічного нуля Ui=0,2 В, транзистор закритий не повністю. Крім того, до вказаного значення вхідної напруги додається і падіння напруги на опорі в ланцюзі бази від колекторного теплового струму. Для компенсації цих складових сигналу логічного нуля і забезпечення при цьому режиму відсічення транзистора в класичній схемі ключового каскаду передбачається джерело компенсуючого струму, утвореного резистором Rbz і джерелом напруги -Ub.

Показаний на рис. 8.10,а конденсатор Сі називається прискорюючим, він призначений для підвищення швидкодії ключа. Завдяки ньому збільшується відмикаючий базовий струм у момент появи сигналу логічної одиниці і прискорюється процес замикання транзистора при сигналі логічного нуля, оскільки в цьому випадку прискорюючий конденсатор створюватиме на базі замикаючу напругу негативної полярності.

Другий спосіб підвищення швидкодії транзисторного ключа полягає в застосуванні негативного зворотного зв'язку (рис. 8.10, б). Суть способу полягає в запобіганні насиченню транзистора за рахунок використання в ланцюзі негативного зворотного зв'язку діода VD. Поки напруга база-колектор більше падіння напруги на опорі Ro, цей діод замкнутий, зворотний зв'язок відсутній. При збільшенні вхідного сигналу (і відповідно вхідного струму) збільшується і струм колектора. При чималому вхідному сигналі напруга база-колектор стає рівною падінню напруги на опорі резистора Ro, діод VD відмикається і починає діяти негативний зворотний зв'язок. Тепер зростання базового струму мало впливає на режим транзистора, оскільки значна частина вхідного струму протікає в цьому випадку безпосередньо через діод і транзистор не переходить в режим насичення.

Розглянутий спосіб стосовно інтегральних мікросхем реалізується за допомогою діодів Шотки, що підключаються паралельно переходу база-колектор транзистора, при цьому така комбінація в інтегрального виконання складає єдину структуру — транзистор Шотки.

Істотного підвищення швидкодії ключа на рис. 8.10, би можна добитися тільки при використанні діодів, що мають малий час відновлення. Якщо застосовувати низькочастотні діоди, в яких великий час розсмоктування заряду, накопиченого в базі, то ефект від введення нелінійного зворотного зв'язку буде незначний. В цьому випадку діоди Шотки незамінні. Вони мають малий час відновлення (не більше 0,1 нс), низьку напругу відмикання (близько 0,25 В) і малий опір у відкритому стані (близько 10 Ом). При застосуванні діодів Шотки відпадає необхідність у введенні додаткової напруги зсуву. Це обумовлено тим, що діод відмикається при нижчій напрузі між колектором і базою, коли транзистор ще знаходиться на межі активного режиму.

Недоліки ненасиченого транзисторного ключа зводяться до наступного:

1. Падіння напруги на відкритому ключі більше, ніж в насиченому режимі (порядка 0,5 В).

2. Погіршується перешкодостійкість, що пояснюється вищим вхідним опором у відкритому стані, внаслідок чого різні перешкоди, наприклад, скачки напруги живлення, приводять до змін напруги на транзисторі.

3. Температурна стабільність ненасиченого ключа значно гірша, ніж у насиченого.

Розглянемо простий транзисторний ключ (рис. 8.11). Напруга живлення ключа вибрана невеликою (0.5 В), щоб можна було продемонструвати на екрані осцилографа падіння напруги на відкритому ключі. На рис. 8.11 представлена також лицьова панель функціонального генератора зі встановленими режимами його роботи.

Результати моделювання схеми на рис. 8.13 приведені на рис. 8.14, звідки видно, що падіння напруги на відкритому ключі при струмі колектора близько 0,5 мА складає 40 мВ (при напрузі на базі близько 0,8 В), тобто є чималим, що є серйозним обмеженням при використанні таких ключів в комутаторах аналогових сигналів.

Рис. 8.11. Простий ключ на біполярному транзисторі

Ключі на польових транзисторах з управляючим р-n-переходом застосовують в різних комутаторах аналогових сигналів. Їх істотними перевагами перед ключами на біполярних транзисторах є:

1) мала залишкова напруга на ключі в провідному стані;

2) високий опір в непровідному стані і, як наслідок, малий струм, що протікає через закритий ключ;

3) мала споживана потужність від джерела напруги, що управляє;

4) достатньо хороша розв'язка між джерелом управління і джерелом комутованого сигналу;

5) можливість комутації електричних сигналів низького рівня (порядка мікровольти).

Базові схеми ключів на польових транзисторах з управляючим р—п-переходом показані на рис. 8.13. Комутований сигнал подається на вхід U_i і знімається з виходу U_o (R_n — опір навантаження). Сигнал управління подається на вхід U_u. Для замикання ключа на затвор транзистора подається напруга, яка повинна перевищувати напругу стоку і витоку на величину, більшу напруги відсічення на 2...3 В, але що не перевищує для конкретного транзистора гранично допустимих значень.

У закритому стані опір ключів достатньо великий (більше 10¹¹ Ом). Він визначається не тільки опором каналу, але і струмом зворотньо зміщеного р—п-переходу затвор-стік. У закритому стані ємність між управляючим електродом і ланцюгом сигналу, що перемикається, складає 3...30 пФ.

У відкритому стані ключа напруга на управляючому електроді близько до нуля і залежить від значення комутованої напруги U_i і опору навантаження R_n. Це обумовлено тим, що при збільшенні напруги на витоку транзистора і незмінному потенціалі затвора напруга затвор-витік відміна від нуля і транзистор частково замкнутий, при цьому опір стік-витік збільшиться і падіння напруги в каналі стік-витік зросте. Для ключа, що працює в режимі переривника, коли напруга U_i може мінятися в широких межах, це є істотним недоліком. Тому в таких випадках необхідно застосовувати схеми, що забезпечують автоматичну стабілізацію напруги між затвором і каналом. На схемах рис. 8.13 цю роль виконує послідовно включений в ланцюг затвора діод VD, який для замикаючої напруги включений в прямому напрямі. Якщо напругу управління вибрати більше максимально можливого значення комутованої напруги, то при подачі відкриваючої напруги р-n-перехід затвора відкривається, а діод VD закривається. В цьому випадку при змінах комутованої напруги р—n-перехід залишиться відкритим і опір його каналу залишиться незмінним. Для цієї ж мети в схемі на рис. 8.13, б між витоком і входом ключа додатково включається високоомний резистор R. Використовуваний в схемі на рис. 8.13, а конденсатор С призначений для прискорення процесу перезарядки ємностей затвор-витік і затвор-стік.

Схема для дослідження ключа на польовому транзисторі показана на рис. 8.14, а. Окрім власне ключа в схемі використовується функціональний генератор як джерело комутованого сигналу з внутрішнім опором Ri, осцилограф для контролю сигналу на вході (канал А) і виході (канал В) ключа, вольтметр для вимірювання сигналу управління U_u на виході ланцюга управління, що складається з ключа на біполярному транзисторі VT2 і перемикача Z, керованого однойменною клавішею клавіатури. У положенні перемикача, показаному на рис. 8.14, а, на базу транзистора VT2 подається через резистор R1 сигнал умовної логічної одиниці від джерела колекторного живлення U_cc. При цьому транзистор VT2 відкритий і на його виході формується низький потенціал (73,7 мВ) сигналу управління, при якому основний ключ на транзисторі VT1 повинен бути відкритий, що і підтверджується результатами осцилографічних вимірювань на рис. 8.14,6.

На екрані осцилографа (рис. 8.14, б) зафіксовані двополярні вхідний (А) і вихідний (В) сигнали. Те, що сигнали двополярні, підтверджується вибором режиму роботи функціонального генератора (установка OFFSET — наявність постійної складової) і осцилографа, де установки Y POS показують, що осьові лінії зміщені на 2 ділення вгору для каналу А і на 2 ділення вниз для каналу В.

З осцилограм на рис. 8.14, би видно також, що вихідний сигнал декілька менше вхідного.

Для вимірювання цієї різниці затиск заземлення осцилографа GROUND, який за умовчанням підключається до загальної шини (з цієї причини таке підключення в більшості випадків і не показується), підключимо до каналу В (див. рис. 8.15, а). Таке підключення дозволяє зміряти падіння напруги комутованого сигналу на досліджуваному ключі. Результати осцилографічних вимірювань для цього випадку показані на рис. 8.15, б, звідки видно, що падіння напруги комутованого сигналу на ключі складає близько 170 мВ (подвійна амплітуда), причому сигнал асиметричний приблизно в співвідношенні 1:3, тобто для негативного і позитивного сигналів опір ключа різний. Додаткові дослідження схеми на рис. 8.15, а показали, що падіння комутованого сигналу на ключі і його асиметрія істотно залежать від напруги відсічення польового транзистора (параметр VTO у вікні характеристик транзистора). Після збільшення цієї напруги до -10 В для різницевого сигналу були отримані результати, які представлені на рис. 8.15, в, звідки видно, що падіння комутованого сигналу на ключі зменшилося до 72 мВ, а асиметрія — до 5 мВ, що в 13 разів менше в порівнянні з попереднім випадком. Отже, для отримання задовільних результатів при розробці комутатора аналогових сигналів на базі польового транзистора з управляючим р—n-переходом необхідно вибирати транзистори з великою напругою відсічення, що дозволить отримати більш лінійну передавальну характеристику.

МДП-ключі можуть бути реалізовані на МДП-транзисторах як з індукованим, так і з вбудованим каналом. Проте останній тип МДП-транзисторів знайшов обмежене застосування на практиці, тому подальший розгляд проведемо стосовно МДП-ключів з індукованим каналом.

Відзначимо, що в статичному режимі вхідний опір МДП-ключів достатній великий (10¹² Ом і більш), а споживаний від джерела живлення струм в порівнянні з раніше розглянутими ключами нікчемно малий (одиниці мікроампер). Проте на змінному струмі споживана потужність істотно зростає за рахунок перезаряду паразитних ємкостей і на порівняно високих частотах досягає значень, характерних для біполярних транзисторів.

Базові схеми МДП-ключів показані на рис. 8.16. На рис. 8.16, а показана схема простого ключа на МДП-транзисторі з індукованим каналом р-типу. Для відмикання транзисторів даних схем на їх затвор потрібно подати негативну напругу Ui, що перевищує напругу на решті електродів на величину, більшу порогової напруги затвор-витік Ugsh, при якій і створюється (індукується) струмопровідний канал, що характеризується зменшенням опору у міру збільшення (до гранично допустимого) напруги затвор-витік, коли опір каналу мінімальний. При цьому в першому наближенні можна нехтувати падінням напруги на транзисторі і вважати, що потенціали стоку і витоку у відкритого транзистора приблизно однакові.

 

Опір індукованого каналу Ra. при заданій напрузі Up, і Up,h визначається графічно за допомогою вихідних характеристик або аналітично з наближеного виразу:

— питома крутизна транзистора; έ— відносна діелектрична проникність діелектрика між затвором і напівпровідником; ε— діелектрична проникність вакууму; К — рухливість носіїв заряду; µ — товщина діелектрика під затвором; z — ширина каналу; L — довжина каналу; U'dsh, — еквівалентна порогова напруга.

Типове значення К=60 мкА/В, еквівалентне пороговій напрузі U'dsh, відрізняється від U_dsh, унаслідок того, що опір каналу R_d залежить також від напруги на підкладці U_g, відповідно до виразу: U'dsh=Udsh+GUb, де G — коефіцієнт впливу підкладки, рівний відношенню приросту напруги U_g до зміни напруги на підкладці ΔU_g при постійному струмі стоку. Для схеми на рис. 8.16, а U'dsh=Udsh. оскільки підкладка сполучена з витоком.

Слід відмітити, що при інтегральному виконанні ключа на рис. 8.16, а як опір навантаження стоку R_d використовується МДП-транзистор, що дозволяє істотно зменшити займану ключем площу, оскільки резистор в інтегрального виконання займає значно велику площу, чим транзистор.

МДП-ключ на рис. 8.16, б відрізняється від свого попередника тим, що його вхідна (комутоване) напруга в загальному випадку може бути різнополярною, проте для цього потрібний спеціально сформований сигнал управління. Аналіз цього ключа показує, що коефіцієнт передачі комутованого сигналу залежить від величини його напруги. Для зменшення погрішності, що виникає в результаті наявності нелінійності коефіцієнта передачі, доцільно збільшувати опір навантаження R_n.

Схема для дослідження ключа по схемі рис. 8.16, а показана на рис. 8.17, а. Окрім МДП-ключа вона містить джерело живлення підкладки +U_b і два джерела управління +U_u і -U_u, які по черзі підключаються до затвора транзистора за допомогою перемикача Z. При підключенні до затвора транзистора джерела +U_b передача комутованих сигналів через ключ припиняється. Результати моделювання схеми на рис. 8.17, а при вказаних на ній значеннях параметрів показані на рис. 8.17, б. Для вимірювання падіння комутованої напруги на ключі підключимо затиск заземлення осцилографа до входу каналу В. Із результатів осцилографічних вимірювань (рис. 8.17, в) видно, що падіння напруги на ключі складає близько 24 мВ, а асиметрія — 1 мВ, що помітно краще в порівнянні з ключем на польовому транзисторі.